莆田市直流变压器有限公司

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实现输入24VDC输出220VDC整流逆变电源的设计

  随着现代汽车用电设备种类的增多,功率等级的增加,所需要电源的型式越来越多,包括交流电源和直流电源。这些电源均需要采用开关变换器将蓄电池提供的+12VDC或+24VDC 的直流电压经过DC-DC变换器提升为+220VDC或+240VDC,后级再经过DC-AC变换器转换为工频交流电源或变频调压电源。对于前级DC- DC变换器,又包括高频DC-AC逆变部分、高频变压器和AC-DC整流部分,不同的组合适应不同的输出功率等级,变换性能也有所不同。

  推挽逆变电路以其结构简单、变压器磁芯利用率高等优点得到了广泛应用,尤其是在低压大电流输入的中小功率场合;同时全桥整流电路也具有电压利用率高、支持输出功率较高等特点。鉴于此,本文提出了一种推挽逆变车载开关电源电路设计方案。该方案在推挽逆变-高频变压器-全桥整流设计的基础上,进一步设计了24VDC输入 -220VDC输出、额定输出功率600W的DC-DC变换器,环牛变压器功放并采用AP法设计相应的推挽变压器。

  图1给出了推挽逆变-高频变压-全桥整流DC-DC变换器的基本电路拓扑。通过控制两个开关管S1和S2以相同的开关频率交替导通,且每个开关管的占空比 d均小于50%,留出一定死区时间以避免S1和S2同时导通。由前级推挽逆变将输入直流低电压逆变为交流高频低电压,送至高频变压器原边,并通过变压器耦合,在副边得到交流高频高电压,再经过由反向快速恢复二极管FRD构成的全桥整流、滤波后得到所期望的直流高电压。由于开关管可承受的反压最小为两倍的输入电压,即2UI,而电流则是额定电流,所以, 推挽电路一般用在输入电压较低的中小功率场合。

  当 S1开通时,其漏源电压 uDS1只是一个开关管的导通压降,在理想情况下可假定 uDS1=0,而此时由于在绕组中会产生一个感应电压,并且根据变压器初级绕组的同名端关系,该感应电压也会叠加到关断的S2上,从而使S2在关断时承受的电压是输入电压与感应电压之和约为2UI.在实际中,环牛变压器功放变压器的漏感会产生很大的尖峰电压加在S2 两端,从而引起大的关断损耗,变换器的效率因受变压器漏感的限制,不是很高。在S1和S2的漏极之间接上RC缓冲电路,也称为吸收电路,用来抑制尖峰电压的产生。并且为了给能量回馈提供反馈回路,在S1和S2 两端都反并联上续流二极管FWD。

  采用面积乘积(AP)法进行设计。对于推挽逆变工作开关电源,原边供电电压UI=24V,副边为全桥整流电路,期望输出电压UO=220V,输出电流IO=3A,开关频率fs=25kHz,初定变压器效率η=0.9,工作磁通密度Bw=0.3T。

  计算总视在功率PT.设反向快速恢复二极管FRD的压降:VDF=0.6*2=1.2V3。推挽逆变的问题分析

  图2(a)为S1导通、S2关断时的等效电路,图中箭头为电流流向,从电源UI正极流出,经过S1流入电源UI负极,即地,此时FWD1不导通;当S1关断时,S2未导通之前,由于原边能量的储存和漏电感的原因,S1的端电压将升高,并通过变压器耦合使得S2的端电压下降,此时与S2并联的能量恢复二极管 FWD2还未导通,电路中并没有电流流过,直到在变压器原边绕组上产生上正下负的感生电压。如图2(b);FWD2导通,把反激能量反馈到电源中去,环牛变压器功放如图 2(c),箭头指向为能量回馈的方向。图3所示为AP法设计开关变压器电路理想工作波形。

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